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Wissenschaftliche Berichte Band 12, Artikelnummer: 17351 (2022) Diesen Artikel zitieren

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In diesem Artikel werden zwei schmalbandige Leistungsteiler mit einem breiten Leistungsteilungsverhältnis vorgestellt, die auf den beiden neuen Methoden zur Steuerung der Einfügungsdämpfung basieren: Niederimpedanzleitung und Kopplungskondensator. Zunächst wird ein Schmalband-BPF auf Basis des Ersatzschaltbildmodells und des LC-Ersatzschaltbilds entworfen. Mithilfe der Oberflächenstromdichte wird dann bestimmt, durch welchen Teil der BPF-Struktur der Einfügungsverlust (IL) bei der Mittenfrequenz gesteuert werden kann. Die abstimmbaren Wilkinson-Leistungsteiler (TWPDs) basieren auf IL-Steuerungskomponenten, um mit nur zwei Gleichspannungen ein breites Spektrum an Leistungsteilungsverhältnissen zu erzeugen. Die Mittenfrequenz des ersten entwickelten TWPD beträgt 2,5 GHz, und das Leistungsteilungsverhältnis kann durch Variation zweier Gleichspannungen von 0 bis 8 V auf bis zu 1:45 gesteuert werden. Da die Struktur von TWPDs symmetrisch ist, ergeben sich inverse Spannungen die invertierte geteilte Leistung zwischen den Ausgangsanschlüssen. Die Mittenfrequenz des zweiten entwickelten TWPD beträgt 2,52 GHz und das Leistungsteilungsverhältnis kann durch Variation von zwei Gleichspannungen von 1,7 bis 4 V auf bis zu 1:134 gesteuert werden. Zwei vorgeschlagene TWPDs werden hergestellt und gemessen. Vergleiche der gemessenen und simulierten Ergebnisse werden präsentiert, um die theoretischen Vorhersagen zu überprüfen.

In den meisten Telekommunikationssystemen sind Leistungsteiler (PD) mit gleichen und ungleichen Leistungsteilungsverhältnissen ein wesentliches Element im Speisenetzwerk für das Antennenarray. Kürzlich haben Designer über den Entwurf von Mikrowellenschaltungen nachgedacht, die auf neuen Methoden wie langsamen Wellenanwendungen elektromagnetisch induzierter Transparenz in Mikrostreifenresonatoren1 und dem automatisierten Rahmen zur Optimierung miniaturisierter Mikrowellenkomponenten2 basieren. Darüber hinaus ist es in drahtlosen Mikrowellenkommunikationssystemen wie Phased Arrays und Strahlsteuerungsnetzwerken erforderlich, dass das Signal mithilfe eines Leistungsteilers gleich oder ungleich aufgeteilt wird. Die Wilkinson-Leistungsteiler (WPD) werden häufig verwendet. Zu ihren Merkmalen gehören: flexibles Leistungsteilungsverhältnis, Fähigkeit zur Entfernung von Gleichstrom, zweiten und dritten Harmonischen, kompakte Größe, ordnungsgemäße Einfügungs- und Rückflussdämpfung und gute Isolierung zwischen den Ausgangsanschlüssen.

Bisher wurden verschiedene Arten von WPD entwickelt: Die erste Kategorie sind PDs, die auf elliptischen Resonatoren und Tiefpassfiltern3,4 basieren und Oberwellen bis hin zu Oberwellen sehr gut unterdrücken können. Sie sind jedoch nicht in der Lage, Gleichstromoberschwingungen zu beseitigen. Die zweite Kategorie sind die PDs, die auf Schmalband-5,6,7, Dualband-8 und Breitband-BPF9,10,11 basieren. Ungleiche WPD (UWPD) sind eine weitere Kategorie für ungleiche Signalaufteilung12,13,14,15,16,17,18,19,20,21. In12,13 wird das Signal im Verhältnis 1:2 aufgeteilt, nimmt aber eine sehr große Größe ein. In13 wird eine Struktur, die elektromagnetische Bandlücke als hochohmige Übertragungsleitung (TL) nutzt, für den Entwurf von UWPD übernommen. Das Leistungsteilungsverhältnis beträgt im Breitband 1:3, im Arbeitsband sind die Rückflussdämpfungswerte jedoch nicht korrekt. Der UWPD mit einem Leistungsteilungsverhältnis von 1:414,15, der einfache Mikrostreifenleitungen mit unterschiedlichen Impedanzen verwendet, leidet unter seiner großen Größe und der Unfähigkeit, unerwünschte Oberwellen zu unterdrücken. Ein 1:5 UWPD wird in16 basierend auf den versetzten doppelseitigen Parallelstreifenleitungen entworfen. In17,18 werden eine ungleiche Gysel-PD von 1:6 bzw. eine UWPD von 1:10 dargestellt. Ein großer Nachteil von 16,17,18 ist die große Größe. Da die Designs19,20,21 Mikrostreifenleitungen mit ungleichen Impedanzen ohne Resonator verwenden, weisen sie eine große Gesamtgröße auf. In den genannten PDs ist es nicht möglich, irgendeinen Wert des Leistungsteilungsverhältnisses zu berücksichtigen. Um dieses Problem zu lösen, werden in 22, 23, 24, 25, 26 jeweils ein Wilkinson- und ein Gysel-PD mit beliebigem Leistungsteilungsverhältnis vorgestellt. Bei diesen PD-Typen kann das Leistungsteilungsverhältnis während des Designprozesses und vor der Fertigung beliebig angepasst werden. Dadurch kann das Leistungsteilungsverhältnis nach dem Design- und Fertigungsprozess nicht mehr verändert werden.

Abstimmbare Leistungsteiler (TPD) sind eine weitere Kategorie, die das Betriebsband oder das Leistungsteilungsverhältnis mithilfe einer Schaltung aus konzentrierten Elementen und Gleichspannungen steuert. Die Schaltung mit konzentrierten Elementen umfasst einen DC-Blockkondensator, eine AC-Blockinduktivität, eine Varaktordiode und einen Vorspannungswiderstand. Die Gleichspannung steuert die Kapazität der Varaktordiode, daher kann die Bandbreite oder das Leistungsteilungsverhältnis geändert werden. In27 wird eine 1:2 ungleiche TPD basierend auf den hochohmigen TLs und vier Gleichspannungen vorgestellt. Einige TPDs werden in28,29,30,31 vorgestellt. Die Leistungsteilungsverhältnisse betragen 1:1–1:2,428, 1:13–1:2829, 1:2–1:10030 und bis zu 1:10031. Die TPDs in32,33 steuern sowohl den Betriebsbereich als auch das Leistungsteilungsverhältnis. Der TPD of32 hat eine komplexe Struktur, da er 4 Gleichspannungsquellen und eine große Anzahl konzentrierter Elemente verwendet. Diese Nachteile wurden bei TPD von33 beobachtet, die zehn einzelne Gleichspannungen verwenden.

Unter den untersuchten Designs ist das Leistungsteilungsverhältnis ein wichtiges Merkmal, das weniger Beachtung gefunden hat. Auch ein willkürliches Leistungsteilungsverhältnis durch eine Schaltung oder ein Leistungsteiler, der einen weiten Bereich des Leistungsteilungsverhältnisses (ob gleich oder ungleich) aufweist, kommt nicht vor. Daher besteht die Motivation, eine PD zu entwerfen und herzustellen, die einen weiten Bereich des Leistungsteilungsverhältnisses anpassen kann. Außerdem verfügt es über ein einfaches Design und ist im Hinblick auf die Anzahl der konzentrierten Elemente und der Gleichspannungsquellen effizienter. Die Leistungsteiler mit einstellbarem Leistungsteilungsverhältnis wurden beim Entwurf von Antennen mit Polarisation34,35 und Musterrekonfiguration36 eingesetzt. Darüber hinaus sind für Systeme wie Phased Arrays und Beam-Steering-Netzwerke in vielen Fällen ungleiche Ausgangsleistungen an verschiedenen Ausgangsanschlüssen erforderlich32. Es wird auch darauf hingewiesen, dass alle diese Anwendungen Schmalband-Leistungsteiler mit einstellbarem Leistungsteilerverhältnis erfordern.

Um die oben genannten Probleme zu lösen, werden in diesem Artikel zwei TPDs mit einem weiten Leistungsteilungsverhältnis entworfen, hergestellt und gemessen. Zunächst wird ein Schmalband-BPF basierend auf dem Ersatzschaltbildmodell und dem LC-Ersatzschaltbild entworfen. Mithilfe der Oberflächenstromdichte wird dann ein Resonator spezifiziert, an den der Schaltkreis mit konzentrierten Elementen angeschlossen werden kann, und ein PD wird basierend auf dem vorgeschlagenen BPF entworfen. Als nächstes werden zwei TPDs basierend auf dem vorgeschlagenen PD und den konzentrierten Elementschaltungen entworfen. Im letzten Abschnitt wird die Steuerung der Leistungsteilungsverhältnisse für hergestellte TPDs untersucht und gemessen.

Zunächst wird ein BPF mit neuartiger Struktur analysiert und entworfen. Wichtige Teile der vorgeschlagenen BPF-Struktur werden analysiert, um festzustellen, welcher Teil mit der IL-Kontrolle zusammenhängt. In diesem Zusammenhang wird der vorgeschlagene BPF hergestellt und gemessen, um die Ergebnisse zu bestätigen.

Abbildung 1a zeigt das Ersatzschaltbildmodell des vorgeschlagenen BPF. Das Ersatzschaltbildmodell basiert auf der charakteristischen Impedanz (\({Z}_{i}\)) und der elektrischen Länge (\({\theta }_{i}\)) von TLs, während das Ersatzschaltbildmodell eine symmetrische Struktur aufweist . Das Ersatzschaltbildmodell besteht aus zwei niederohmigen Leitungen mit Kopplungswirkung (TL1), zwei hochohmigen Leitungen mit Kopplungswirkung (TL2), zwei paarigen hochohmigen Leitungen mit Kopplungswirkung und ungleichen Impedanzen (TL3) und zwei hochohmigen Leitungen Leitungen ohne Kopplungseffekt (TL4). Die geraden und ungeraden Modi des Ersatzschaltkreismodells des BP-Filters sind in Abb. 1b bzw. c dargestellt. Die Gerade-Ungerade-Modus-Analyse wurde Schritt für Schritt wie folgt durchgeführt:

(a) Ersatzschaltbildmodell des vorgeschlagenen BPF mit Kopplungsgraphen, (b) geraden und (c) ungeraden Modi.

Und für den ungeraden Modus:

wobei in (3)–(8) die Parameter (A–K) wie folgt berechnet werden:

Es ist zu beachten, dass die Gl. (3) und (7), die die Gleichungen der gekoppelten Leitungen von TL3 sind, basieren auf der Eingangsimpedanz des Zweitor-Z-Matrix-gekoppelten Leitungsmodells „\(\pi\)“37. Basierend auf dem „\(\pi\)“-Modell für gekoppelte Leitungen werden die Zwei-Port-Z-Matrix und ihre Parameter unter Berücksichtigung der Randbedingungen für TL3-Kopplungsleitungen, d. h. \(I_{2} = I_{4} = 0, \) erhält man wie folgt38:

Wo

Dann kann die Eingangsimpedanz (\(Z_{in}\)) wie folgt berechnet werden:

Im Folgenden wird \(Z_{L}\) für die gerade und ungerade Modusanalyse als zwei Werte von Unendlich bzw. 0 betrachtet. Als Ergebnis Gl. (3) und (7) werden wie folgt berechnet:

Um wichtige Parameter der Struktur zu erhalten, werden folgende Gleichungen verwendet:

wobei \(Z_{0} = 50\) Ohm. Anhand des Kopplungsdiagramms (Abb. 1a) wird deutlich, dass das vorgeschlagene Ersatzschaltbildmodell über vier Resonatoren (R1–R4) verfügt. Für das vorgeschlagene Ersatzschaltbildmodell werden die Werte der Impedanz und der elektrischen Länge der Leitungen wie folgt berücksichtigt: \(Z_{2o} = Z_{2e} = Z_{4} = Z{ }\) und \(Z_{1o } = Z_{1e} = Z/10\). Außerdem haben asymmetrische Kopplungsleitungen (TL3) eine ungleiche Impedanz und die Impedanzwerte werden als \(Z_{3e} = 2Z\) und \(Z_{3o} = Z\) betrachtet. Andererseits wird die elektrische Länge der Leitungen wie folgt betrachtet: \( \theta_{2} = \theta_{4} = \theta\) und \(\theta_{1} = 2\theta\) und \( \theta_{3} = 3\theta\). TL1s haben eine niedrige Impedanz und andere Leitungen haben eine hohe Impedanz. Da der Wert von \(Z\) für Leitungen mit hoher und niedriger Impedanz als 150 bzw. 15 Ohm39 angenommen werden kann, ist die Impedanz von TL1 gleich \(Z/10\). Dementsprechend gilt Gl. (1)–(14) werden in der Wolfram Mathematica-Software berechnet und vereinfacht, dann werden die Teile \(\mathcal{R}\mathcal{e}\) und \(\mathcal{I}\mathcal{m}\) getrennt , und jeder Teil wird in MATLAB gemäß \(\theta\) aufgetragen, wie in Abb. 2 gezeigt. Ein geeigneter Schmalband-BPF hat eine Mittenfrequenz (fo) mit niedrigem IL und zwei TZs, um ein gutes Stoppband zu haben Bandbreiten und scharfes Roll-Off. Ein niedriger IL-Wert wird durch die Schaffung eines Pols bei fo erreicht, der gemäß (15) S11 = 0 oder \({\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{even}}\cdot ist {\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{odd}}=1/{{Z}_{0}}^{2}\).

\({Y}_{in}^{even}\), \({Y}_{in}^{odd}\) und \({Z}_{in}^{odd}\) Kurven.

Weil \({Z}_{0}=50\) Ohm, also \(\mathcal{R}\mathcal{e}[{\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm {gerade}}]=(1/2500)\times\mathcal{R}\mathcal{e}[{\mathrm{Z}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{odd}}]\) und \(\mathcal{I}\mathcal{m}[{\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{gerade}}]=(1/2500)\times \mathcal{I }\mathcal{m}[{\mathrm{Z}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{odd}}]\). Für TZs gemäß (16) ist S21 = 0 oder \({Z}_{in}^{odd}={Z}_{in}^{even}\). Für \({Y}_{in}=1/{Z}_{in}\) gilt \({\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{gerade}}={ \mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{odd}}\), daher sind die Resonanzbedingungen an den Schnittpunkten von \(\mathcal{R}\mathcal{e}[ {\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{gerade}}]\) mit \(\mathcal{R}\mathcal{e}[{\mathrm{Y}}_{\ mathrm{in}}^{\mathrm{odd}}]\) und \(\mathcal{I}\mathcal{m}[{Y}_{in}^{even}]\) mit \(\mathcal{ { I}\mathcal{m}[{Y}_{in}^{odd}]\). Abbildung 2 zeigt die Kurven von \({\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{gerade}}\), \({\mathrm{Y}}_{\mathrm{in} } ^{\mathrm{odd}}\) und \({\mathrm{Z}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{odd}}\), um den Schnittpunkt der Kurven und das Optimum zu bestimmen Wert von \(\theta\). Wie dargestellt, bietet ein 90°-Winkel die besten Voraussetzungen. Mit anderen Worten: Jeder Resonator im Ersatzschaltbildmodell von FIG. 1a muss eine Länge von \(\theta =\lambda /4\) haben.

Das auf Kopplungskondensatoren basierende LC-Ersatzschaltbild (unter Verwendung von Kondensatoren anstelle des Kopplungseffekts) gibt einen Überblick darüber, welche Teile und Kopplungen des vorgeschlagenen BPF einen Einfluss auf IL bei der Mittenfrequenz haben. Das Hinzufügen einer Varaktordiode (variabler Kondensator) zu einem hohen kapazitiven Effekt (großer Bereich) und wichtigen Kopplungsabschnitten spielt die wichtigste Rolle bei der Entwicklung von Leistungsteilern mit einstellbarem Leistungsteilungsverhältnis. Da die auf asymmetrischer Kopplung basierende Struktur eine Designkomplexität aufweist, ist es für die richtige Reaktion erforderlich, die Parameter des Ersatzschaltbildmodells zu optimieren. Um die Ausgangspunkte des Optimierungsprozesses zu identifizieren, wird im Entwurfspfad des vorgeschlagenen BPF das LC-Ersatzschaltbild berücksichtigt, wie in Abb. 3 dargestellt. Im LC-Ersatzschaltbild wird jeder TL durch einen Induktor (Li) ersetzt, wobei i = 1–13) und einem Kondensator (Ci, mit i = 1, 2, … 10), und für jeden Kopplungseffekt wird ein Kondensator berücksichtigt (Cgi, mit i = 1, 2, … 5). Der Induktor- und Kondensatorwert kann aus 4,40 entnommen werden. Aufgrund der symmetrischen Struktur des LC-Ersatzschaltbilds wurden gerade und ungerade Modenanalysen durchgeführt. Abbildung 3b, c zeigt jeweils die ungeraden/geraden Modi. Die Eingangsimpedanz kann sowohl im geraden als auch im ungeraden Modus Schritt für Schritt wie folgt berechnet werden:

(a) LC-Ersatzschaltbild, (b) ungerade und (c) gerade Modi.

Und für den geraden Modus:

Abschließend werden die resultierenden S-Parameter mit (15) und (16) ausgewertet. Nach der Berechnung von S21 auf der Grundlage des LC-Ersatzschaltbilds wurde festgestellt, dass fast die gesamte vorgeschlagene BPF-Struktur die Position der TZs wirksam steuert. Allerdings haben L13 und C10 eine geringere Wirkung. Als Ergebnis liegt eine allgemeine Gleichung mit mehreren Variablen vor, um die drei Ziele des Filterdesigns zu erreichen. Die Ziele des Filterdesigns sind wie folgt: Zentralfrequenz bei 2,5 GHz (S21@ 2,5 GHz = 0 dB), erster TZ bei 2,2 GHz (S21@ 2,2 GHz = − ∞ dB) und zweiter TZ bei 2,8 GHz (S21@ 2,8 GHz = − ∞ dB). Auf diese Weise wurde der Optimierungsprozess basierend auf den Gradientenalgorithmen in der Simulationssoftware von ADS verwendet, um Ziele des Filterdesigns zu erreichen.

Nach den Berechnungen wird der vorgeschlagene BPF durch Optimierung der Parameter in der ADS-Softwareumgebung entworfen. Die Layoutstruktur und die simulierten Reaktionen des entworfenen BPF sind in Abb. 4a dargestellt. Abbildung 4b zeigt Simulationsergebnisse des vorgeschlagenen BP-Filters. Die Mittenfrequenz (fo) im Durchlassband beträgt 2,54 GHz und die −3 dB (IL)-Bandbreite beträgt 0,23 GHz, von 2,405 bis 2,635 GHz. Die Einfügungs- und Rückflussdämpfung bei fo beträgt 0,26 bzw. 27,7 dB. Diese Ergebnisse zeigen, dass das Durchlassband des BPF einen angemessenen Sicherheitsspielraum für die Frequenz 2,5 GHz aufweist. Es wird auch veranschaulicht, dass der entworfene BPF zwei TZs mit Frequenzen von TZ1 = 2,18 und TZ2 = 2,92 GHz hat. Der Frequenzabstand von 0,74 GHz zwischen den TZs zeigt einen starken Abfall dieses Filters. Die obere Sperrbandbreite wird auf 2,2 fo erweitert, mit einem Unterdrückungspegel von 20 dB.

Der vorgeschlagene BPF, (a) Layout, (b) Simulationsergebnisse S21 und S11 des Ersatzschaltbildmodells, des LC-Ersatzschaltbilds und des Layouts.

Abbildung 6a zeigt den IL bei fo im Vergleich zur Variation des Lückenabstands zwischen TL1s und Cg5-Wert. Um die Bandbreite zu erweitern, sollte der Spaltabstand zwischen zwei TL1 weniger als 0,1 mm betragen, wie in Abb. 6b dargestellt. Um dieses Ziel zu erreichen, steigen die Herstellungskosten erheblich. Um die Herstellungskosten zu senken, wurde daher eine minimale Designauflösung von 0,1 mm in Betracht gezogen.

In diesem Abschnitt wird erläutert, welche Teile der vorgeschlagenen BPF-Struktur einen direkten Einfluss auf die IL am fo haben. Infolgedessen kann der Wert von IL angepasst werden, indem diesen Teilen eine Schaltung mit konzentrierten Elementen hinzugefügt wird, die die Varaktordiode (durch Gleichspannung steuerbare Kapazität) enthält. Abbildung 5 zeigt die Oberflächenstromdichte des vorgeschlagenen BPF an den TZs und fo. Wie in Abb. 5a, b gezeigt, haben die überwiegend roten Teile einen größeren Einfluss auf die TZs. Daher hängt die Position der TZs von den TLs von TL2, TL3, TL4, TL5 und einem von TL1s (TL1, das sich in der Nähe des Eingangsports befindet) ab. Mit anderen Worten: TL1 auf der Seite des Ausgangsports hat nur sehr geringe Auswirkungen auf TZs. Abbildung 5c ​​zeigt, dass der TL1 in der Nähe des Ausgangsports einen großen Einfluss auf die Mittenfrequenz des Durchlassbands hat. Basierend auf den Simulationen der Oberflächenstromdichte spielt der TL1 auf der Ausgangsportseite für alle Frequenzen des Durchlassbereichs eine direkte Rolle. Da es sich bei TL1 um Leitungen mit niedriger Impedanz handelt und sie die Rolle eines Kondensators mit einem hohen Kapazitätswert spielen, kann diese Stichleitung durch Festlegen ihrer Abmessungen gesteuert werden. Andererseits hat die Lücke zwischen zwei TL1-Stichleitungen (die gepunktete Linie in Abb. 3a), die in der vorgeschlagenen Ersatzschaltung mit Cg3, Cg43 und Cg5 modelliert werden, einen direkten Einfluss auf die IL bei fo. Im Optimierungsprozess wurde festgestellt, dass die Wirkung von Cg5 größer ist. Je niedriger der Wert des Kondensators Cg5 ist, desto niedriger ist der IL bei fo und umgekehrt. Daraus ergibt sich, dass der IL-Wert in der Bandbreite umso höher ist, je größer die Lücke zwischen den beiden TL1-Leitungen ist. Abbildung 6 zeigt den IL bei fo im Vergleich zur Variation des Lückenabstands zwischen TL1s und Cg5-Wert. Da diese Lücke im vorherigen Abschnitt durch einen Kondensator modelliert wurde, ist es im Fall des maximalen Lückenabstands (S21(@ fo) = − 20 dB) möglich, einen SMD-Kondensator zwischen zwei TL1 zu verwenden. Durch Anpassen des Wertes des SMD-Kondensators kann dann der Wert von IL im Durchlassbereich gesteuert werden. Dementsprechend wird ein BPF mit Steuerung der Durchlassband-Einfügungsdämpfung entworfen und simuliert, wie in Abb. 7a dargestellt. Der Schaltkreis mit konzentrierten Elementen der Struktur in Abb. 7a umfasst:

Die Varaktordiode (Dv) ist SMV1247-079LF mit einer Kapazität von 0,64–8,86 pF innerhalb eines Gleichspannungsschwankungsbereichs (VDC) von 0–8 V.

Die Kondensatoren C1 und C2 sind Murata GRM0603 mit einem Wert von 6 bzw. 1,5 pF.

Rb ist der Vorspannungswiderstand mit einem Wert von 100 kΩ und VDC ist eine Gleichspannung mit einem Wertebereich von 0–8 V.

Die Oberflächenstromdichte bei (a) TZ1, (b) TZ2 und (c) fo.

(a) Der Einfügungsverlustwert bei fo im Vergleich zur Variation des Lückenabstands zwischen TL1s und dem Cg5-Wert, (b) Variation der Bandbreite im Vergleich zum Lückenabstand zwischen TL1s.

Die vorgeschlagenen BPFs mit Steuerung des Durchlassbereichs IL, (a) vorgeschlagene Schaltung und Simulationsreaktion abhängig von VDC, (b) zweiter Entwurfs-BPF und Simulationsreaktion abhängig von VDC.

Die Simulationsreaktion dieser Schaltung ist in Abb. 7a dargestellt. Die Werte von S21 bei der Frequenz von 2,5 GHz betragen − 7,25, − 8,16, − 6,2, − 2,1, − 1,14 und − 0,85 dB für Spannungen von 0, 1, 2, 3, 4 und 5 V. Wie im vorherigen Abschnitt erwähnt, haben beide TL1s nicht den gleichen Effekt auf die IL bei der zentralen Frequenz. Die Wirkung von TL1, die sich in der Nähe des Ausgangsports befindet, ist dominant gegenüber den anderen TL1. Als Ergebnis wird ein BPF des zweiten Entwurfs entworfen und simuliert, der nur Elemente enthält, die mit dem linken TL1 verbunden sind, wie in Abb. 7b dargestellt. Die simulierten Ergebnisse zeigen, dass sich der IL-Wert bei fo entsprechend der Gleichspannung ändert, ohne dass TZs eliminiert werden. Außerdem werden weniger konzentrierte Elemente verwendet. Da der Wert des durch den vorgeschlagenen BPF geleiteten Signals durch die Spannung gesteuert wird, können die vorgeschlagenen BPFs beim Entwurf von WPD mit über einen weiten Bereich abstimmbaren Leistungsteilungsverhältnissen verwendet werden.

Unter Verwendung des im vorherigen Abschnitt entworfenen BPF wird ein Schmalband-WPD wie in Abb. 8 gezeigt entworfen. Der Isolationswiderstand beträgt 100 Ohm. Die Simulationsantworten von Schmalband-WPD betragen 0,14 GHz von 2,45 bis 2,59 GHz mit einem Dämpfungsgrad von −3 dB. Simulation S11 im Durchlassbereich beträgt weniger als − 13,3 dB, S22 und S33 sind weniger als − 19 dB, wie in Abb. 8 dargestellt. Die Isolation (S32) beträgt weniger als − 20 dB bei fo = 2,5 GHz. Die unteren und oberen Sperrbänder verfügen über einen hohen Unterdrückungspegel und unterdrücken die Oberwellen von DC sowie die zweiten und dritten Harmonischen für die Mittenfrequenz mit einem Unterdrückungspegel von mehr als 25 dB.

Vorgeschlagene Schmalband-WPD-Schaltung und ihre S-Parameter-Ergebnisse.

Der Abschnitt zur Abstimmung von IL bei fo zeigt, dass TL1, das sich in der Nähe des Ausgangsports befindet, einen größeren Einfluss auf die Mittenfrequenz in der Durchlassbandbreite hat. Außerdem erhöht oder verringert der Lückenabstand zwischen zwei TL1 die IL bei der Zentralfrequenz. Um einen PD mit Steuerung des Leistungsteilungsverhältnisses zwischen den beiden Ausgangsanschlüssen zu entwerfen, ist es daher möglich, den TL1 nahe am Ausgang und die TL1-Lücke zu verwenden. Dementsprechend wurden in diesem Abschnitt zwei WPD-Designs überprüft, indem das Verhältnis der Leistungsteilung kontrolliert wurde:

In Abb. 7 kann der vorgeschlagene BPF die IL im Durchlassbereich steuern, indem er einen Kondensator C1 zwischen den TL1s und eine kapazitive Steuerschaltung mit einer Varaktordiode, einem Vorspannungswiderstand, einem Hilfskondensator C2 und einer Gleichspannungsquelle verwendet. Die Antworten zeigten, dass IL zwar kontrolliert wird, die TZs jedoch eliminiert und die Roll-off-Rate reduziert wird. Bei Verwendung des Spannungsbereichs von 0–8 kann der IL-Wert jedoch zwischen – 0,85 und – 25,7 dB bei fo = 2,5 GHz geändert werden. Durch die Verwendung dieses Filters wird ein TWPD mit Steuerung von IL entworfen. Daher werden in WPD4 als erstes Design die vorgeschlagenen BPF anstelle von Viertelwellenlängenlinien verwendet. Die Layoutschaltung, die Simulation und die Messergebnisse des ersten Entwurfs sind in Abb. 9 dargestellt. Der Kondensator von C1 ist GRM0115C murata 1,8 pF, der Kondensator von C2 ist GRM0115C murata 1,5 pF und die Vorspannungswiderstände gelten als 10 kOhm. Die Kapazitätsdioden sind vom Modell SMV1247 und die Werte der Gleichspannungen V1 und V2 ändern sich im Bereich von 0–8 V. Diese PD wird als erster abstimmbarer Leistungsteiler mit Steuerung der Leistungsteilungsverhältnisse mithilfe des Spaltabstands hergestellt und gemessen in der Symmetrielinie. Abbildung 9a zeigt das Layout des TWPD des ersten Entwurfs und ein Foto der Herstellung, wobei R2 = 100 Ω der Isolationswiderstand ist und in Betracht gezogen werden kann, wenn eine gleichmäßige Leistungsaufteilung mit hoher Isolation erforderlich ist. Es ist zu beachten, dass der Isolationswiderstand bei ungleicher Leistungsaufteilung auf einen beliebigen gewünschten Wert eine destruktive Wirkung haben kann. Wenn beispielsweise ein Isolationswiderstand vorhanden ist und die Spannungen von V1 und V2 geändert werden, überschreitet die geteilte Leistung nicht mehr als −3 dB. Daher kann auf diesen Widerstand verzichtet werden, um einen weiten Bereich des Leistungsteilungsverhältnisses zu erreichen. Andererseits erhöht das Hinzufügen eines Widerstands die Anpassung und Isolierung an den Ausgangsanschlüssen. Abbildung 9b zeigt die Simulations- und Messergebnisse für beide Spannungen V1 = V2 = 8 V, im Wesentlichen gleiche Leistungsaufteilung. Die maximale Variation der Gruppenverzögerung (GD) im Durchlassbereich für S21 und S31 beträgt 0,65 bzw. 0,63 ns. Abbildung 10a, b zeigt die ungleiche Leistungsaufteilung für die Spannungen V1 = 0, V2 = 8 bzw. V1 = 8, V2 = 1. Bei diesem Leistungsteiler ist der Unterschied im Leistungsteilungsverhältnis zwischen den Ausgangsanschlüssen umso größer, je größer die Differenz zwischen den Werten von V1 und V2 ist. Wenn beispielsweise V1 = 8 und V2 = 0 V, was der maximale Unterschied zwischen den beiden Gleichspannungen ist, beträgt der Wert von S31 = − 1,765 dB und S21 = − 18,33 dB. Das heißt, das Leistungsverhältnis beträgt 1:45 bei einer Frequenz von 2,5 GHz. Da die Struktur symmetrisch ist, führen umgekehrte Spannungen (V1 = 0, V2 = 8) zu einem umgekehrten Leistungsteilungsverhältnis zwischen den Ausgangsanschlüssen (S31 = − 18,91 dB, S21 = − 1,78 dB). Wenn die Gleichspannung eines Abschnitts abnimmt, nimmt der Wert der Leistungsteilung zum Ausgangsanschluss dieses Abschnitts ab. Als Beispiel ergeben sich zwei Spannungen von V1 = V2 = 0.

Vorgeschlagener WPD mit einstellbarem Leistungsteilungsverhältnis (erster Entwurf), (a) Layout und Foto der Fertigungsstruktur, (b) Simulations- und Messergebnisse bei V1 und V2 = 8 V.

Mess- und Simulationsergebnisse des TWPD des ersten Entwurfs, (a) bei V1 = 0 und V2 = 8 und (b) bei V1 = 8 und V2 = 1.

S21 = − 18,36 dB, S31 = − 18,93 dB. Scilicet, durch die Wahl dieser beiden Spannungen kann die gesamte Leistung auf der Zentralfrequenz blockiert werden.

Im Abschnitt zur Abstimmung von IL bei fo wurde gezeigt, dass TL1 auf der Ausgangsportseite einen direkten Einfluss auf fo hat. Dadurch kann durch Steuerung des Kapazitätseffekts der TL1-Stichleitung mithilfe eines SMD-Kondensators und der Varaktordiode das Leistungsteilungsverhältnis für den Entwurf eines TWPD (zweiter Entwurf) gesteuert werden. Abbildung 11a zeigt die Layoutschaltung und das Herstellungsfoto des zweiten Entwurfs. Dieses Design verfügt über keinen Symmetrielinienkondensator. Dadurch werden zwei Elemente verkleinert und die Größe kleiner. Da PD mithilfe des Kapazitätseffekts von TL1 gesteuert wird, gibt es einen größeren Bereich, um ungleiche Leistung auf einen engeren Gleichspannungsbereich aufzuteilen. Damit ist die Gleichspannung für Gleichspannungsquellen mit ungleicher Leistungsaufteilung zwischen 1,7 und 4 V ausreichend. Der Kondensator von C1 ist GRM0115C Murata 30pF und Vorspannungswiderstände gelten als 10 kOhm. Die Kapazitätsdioden sind vom Modell SMV1247 und die Werte der Gleichspannungen V1 und V2 ändern sich im Bereich von 0–4 V. Abbildung 11b zeigt die Simulations- und Messergebnisse des zweiten Entwurfs für V1 = V2 = 4 V. Wie gezeigt, im Gegensatz zum TWPD des ersten Entwurfs , werden die TZs im TWPD des zweiten Designs nicht eliminiert, was zu einem hohen, scharfen Roll-off führt. Die maximale Variation der Gruppenverzögerung (GD) im Durchlassbereich für S21 und S31 beträgt 0,85 bzw. 0,64 ns. Wie in Abb. 11b gezeigt, beträgt S32 − 11,34 dB, was ohne R2 ein relativ korrekter Wert ist. Es ist auch zu erkennen, dass der untere und obere Sperrbereich breit sind und einen Unterdrückungspegel von 20 dB aufweisen. Die Werte der Eingangsanpassung (S11), der Ausgangsanpassungen (S22 und S33) und der Isolierung zwischen zwei Ausgangsanschlüssen (S23) sind im 0,1-GHz-Bandbreitenbereich angemessen, wie in Abb. 11b dargestellt. Abbildung 12a, b zeigt die ungleiche Leistungsaufteilung für Spannungen von V1 = 1,7, V2 = 4 bzw. V1 = 4, V2 = 2,15. Für diesen PD gilt: Je weiter die Werte V1 und V2 voneinander entfernt sind, desto größer ist der Unterschied in der geteilten Leistung. Wenn beispielsweise V1 = 4 und V2 = 1,7 V, betragen die Werte von S31 = − 0,877 und S21 = − 22,15 dB. Das heißt, bei diesen Spannungen beträgt das Leistungsteilungsverhältnis 1:134 bei einer Frequenz von 2,52 GHz. Das Leistungsteilungsverhältnis von.

Vorgeschlagener WPD mit einstellbarem Leistungsteilungsverhältnis (zweiter Entwurf), (a) Layout und Foto der Fertigungsstruktur, (b) Simulations- und Messergebnisse bei V1 und V2 = 4 V.

Mess- und Simulationsergebnisse des zweiten Design-TWPD, (a) bei V1 = 4 und V2 = 1,7 und (b) bei V1 = 4 und V2 = 2,15.

1:134 ist im ersten Entwurf nicht zu sehen. Da die Struktur des zweiten TWPD symmetrisch ist, ist bei entgegengesetzten Gleichspannungen (V1 = 1,7, V2 = 4 V) der Wert der geteilten Leistung zwischen den Ausgangsanschlüssen umgekehrt (S31 = − 22,28, S21 = − 0,79). Wenn die Gleichspannung abnimmt, nimmt der Wert der an den Ausgangsanschluss übertragenen Leistung ab. Beispielsweise ergibt sich für zwei Spannungen V1 = V2 = 1,7 S21 = − 22,23 dB, S31 = − 22,31 dB. Das heißt, durch die Wahl dieser beiden Spannungen kann die gesamte Leistung bei fo blockiert werden. Der Vorteil des zweiten Designs ist der maximale Differenzwert zwischen den beiden Gleichspannungen. Das Design ist gegenüber dem ersten Design kompakter, hat kompaktere Variationsbereiche für Gleichspannungen und einen breiten Leistungsbereich von bis zu 1:134. Abbildung 13 zeigt die Variation der S-Parameter für die Spannungsvariation V1 = 0 bis 8 (mit Schritt 0,1 V) und V2 = 0 bis 8 (mit Schritt 1 V). Mithilfe dieser Diagramme können die Simulationsreaktionen der S-Parameter für wichtige Leistungsteilungsverhältnisse untersucht werden. Es ist auch möglich, einen beliebigen Leistungsteilungsbereich von gleich bis ungleich zu wählen. Die wichtigen Bereiche der geteilten Leistung für den TWPD des zweiten Designs bei konstanter Spannung V2 = 4 und V1 = 4 sind in den Tabellen 1 bzw. 2 aufgeführt. Anhand dieser Tabellen ist klar, dass die Aufteilung der Leistung auf die beiden Ausgangsanschlüsse symmetrisch durch Anpassung der Spannungen erfolgt. Je größer die Spannungsdifferenz zwischen V1 und V2 ist, desto größer ist außerdem der Bereich der geteilten Leistung. Tabelle 3 vergleicht die Ergebnisse beider vorgeschlagener Leistungsteiler mit früheren Arbeiten. Aus Tabelle 3 lässt sich leicht vergleichen, dass der große Bereich der geteilten Leistung, die Anzahl der niedrigen Gleichspannungen, der Bereich der niedrigen Gleichspannungen und die kompakte Größe die wichtigsten Vorteile der beiden vorgeschlagenen Designs sind. In Tabelle 3 ist FPDR das gebrochene Leistungsteilungsverhältnis zur Bewertung der Fähigkeit eines TWPD bei der ungleichen Leistungsteilung, das wie folgt abgeleitet werden kann:

Umfangreiche S-Parameter-Simulationsergebnisse des vorgeschlagenen TWPD (erster Entwurf).

Die Neuheit der vorgeschlagenen Arbeit gliedert sich wie folgt in die beiden Teile: die Neuheit des Entwurfs und die Neuheit der Ergebnisse:

Leistungsteiler basieren auf dem Bandpassfilter (BPF) mit einer neuen Struktur, die aus Leitungen mit hoher und niedriger Impedanz besteht. Leistungsteiler mit einstellbarem Leistungsteilerverhältnis verfügen über eine Schaltung aus konzentrierten Elementen. Die Kapazitätsdiode im Schaltkreis mit konzentrierten Elementen fungiert als variabler Kondensator, dessen Kapazität von der Gleichspannung abhängt. In der vorgeschlagenen Leistungsteilerstruktur werden die variablen Kondensatoren der Leitung TL1s mit niedriger Impedanz hinzugefügt, die die größten kapazitiven und hohen Kopplungseffekte aufweist. Neben neuartigen Strukturkonfigurationen sind weitere Designneuheiten die Steuerung von kapazitiven und Kopplungseffekten von Leitungen mit niedriger Impedanz. Das Hinzufügen konzentrierter Elementschaltungen zu Leitungen mit niedriger Impedanz mit hohen kapazitiven und Kopplungseffekten wurde in den vorherigen Arbeiten nicht gesehen. Frühere Arbeiten28,29,30,31,32,33 verwendeten lediglich eine Schaltung mit konzentrierten Elementen und Leitungen mit hoher induktiver Wirkung (Hochimpedanzleitung). Daher führt die vorgeschlagene Designneuheit zu einer geringeren Anzahl konzentrierter Elemente.

Die Neuheit der Ergebnisse bzw. die Vorteile der vorgeschlagenen TWPDs im Vergleich zu früheren Arbeiten sind die großen Bereiche des Leistungsteilungsverhältnisses (erstmals bis zu 1:135), die Oberwellenunterdrückung mit breiten Sperrbändern und die symmetrische zweiseitige Leistung Aufteilen, völlig sperrendes Signal für beide Ports oder einen beliebigen Port (erstmalig). Im Gegensatz zu den vorherigen Arbeiten sind alle diese Vorteile in den beiden vorgeschlagenen Leistungsteilern enthalten. Neben einer Leistungsteilung ist auch die vollständige Blockierung des Signals auf der Mittenfrequenz für zwei Ausgangsanschlüsse ein einzigartiges Merkmal, das in den vorherigen Arbeiten nicht vorgestellt wurde.

In diesem Artikel wurden zwei abstimmbare Wilkinson-Leistungsteiler mit einem breiten Spektrum an Leistungsteilungsverhältnissen vorgestellt. Die erste Idee ist der Entwurf eines neuartigen Schmalband-BPF basierend auf dem Ersatzschaltbildmodell und dem LC-Ersatzschaltbild unter Verwendung einer ungeraden/geraden Modusanalyse. Anschließend wird durch Untersuchung der Oberflächenstromdichte bestimmt, durch welchen Teil des entworfenen BPF der Einfügungsverlust bei fo gesteuert werden kann. Die TWPDs basieren auf IL-Steuerungskomponenten, um ein breites Spektrum an Leistungsteilungsverhältnissen zu schaffen. Die Struktur von TWPDs besteht aus zwei entworfenen TBPFs, zwei Schaltkreisen mit konzentrierten Elementen und zwei Gleichspannungen. Zu den Vorteilen der vorgeschlagenen TWPDs gehören in diesen Fällen: die großen Bereiche des Leistungsteilungsverhältnisses gleich bis ungleich, die kompakte Größe, die geringe Anzahl konzentrierter Elemente, die Oberwellenunterdrückung mit breiten Sperrbändern, das symmetrische zweiseitige, vollständig sperrende Signal und die Verwendung von nur zwei Gleichspannungen. Der Vergleich von Simulations- und Messergebnissen zeigt, dass eine gute Übereinstimmung zwischen den Ergebnissen besteht und bestätigt somit die Richtigkeit der Entwürfe.

Die berechneten Ergebnisse der aktuellen Studie sind auf begründete Anfrage beim entsprechenden Autor erhältlich.

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Abteilung für Elektrotechnik, Fakultät für Ingenieurwissenschaften, Razi-Universität, Kermanshah, 67149-67346, Iran

Sepehr Zarghami & Mohsen Hayati

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SZ hat Design, Analyse, Untersuchung und Schreiben übernommen – die ursprüngliche Entwurfsvorbereitung. MH war an der Erstellung, Überprüfung und Bearbeitung beteiligt. Alle Autoren diskutierten die Ergebnisse und trugen zum endgültigen Manuskript bei.

Korrespondenz mit Mohsen Hayati.

Die Autoren geben an, dass keine Interessenkonflikte bestehen.

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Nachdrucke und Genehmigungen

Zarghami, S., Hayati, M. Schmalband-Leistungsteiler mit über einen weiten Bereich abstimmbares Leistungsteilungsverhältnis. Sci Rep 12, 17351 (2022). https://doi.org/10.1038/s41598-022-22178-0

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Eingegangen: 29. April 2022

Angenommen: 11. Oktober 2022

Veröffentlicht: 17. Oktober 2022

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-022-22178-0

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