Strombelastungsminimierung für isolierten Doppel-Aktivbrücken-Gleichstrom

Wissenschaftliche Berichte Band 12, Artikelnummer: 16980 (2022) Diesen Artikel zitieren

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In diesem Artikel wird eine neue Phasenverschiebungsmodulation für einen isolierten Dual Active Bridge (DAB)-Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler (DC-DC) vorgestellt. Die vorgeschlagene Technik zielt darauf ab, die maximale Strombelastung des Wandlers zu minimieren, was den Wirkungsgrad direkt steigern und die Geräteverluste reduzieren könnte. Diese Modulationstechnik steuert die Wandlerleistung über nur zwei Phasenverschiebungswinkel oder zwei Freiheitsgrade; Eine Phasenverschiebung wird zwischen den Schenkeln der ersten Brücke und die andere zwischen den Schenkeln der zweiten Brücke verwendet. Obwohl die herkömmliche Single-Phase-Shift-Technik (SPS) nur über einen Freiheitsgrad verfügt, weist sie zahlreiche Nachteile auf, wie z. B. eine hohe Strombelastung und einen umgekehrt zirkulierenden Leistungsfluss, die den Wirkungsgrad des Wandlers verringern. Andererseits kann eine Erhöhung der Anzahl der Phasenverschiebungswinkel die Systemleistung verbessern, aber auch die Steuerungskomplexität erhöhen. Daher wurde eine vergleichende Analyse zwischen der vorgeschlagenen Modulationstechnik und der traditionellen SPS durchgeführt; Die neue Methode zeigte eine bessere Leistung hinsichtlich der Reduzierung des aktuellen Stresses und eine einfachere Implementierung.

Bidirektionale isolierte DC/DC-Wandler sind derzeit die Schlüsselkomponente vieler Hochleistungsgeräte, wie etwa Photovoltaikanlagen1, Energiespeicher2,3,4 und Elektrofahrzeuge4,5,6. Diese Anwendungen erfordern einen leichten und kleinen Leistungswandler mit hohem Wirkungsgrad, um die Leistungsdichte zu erhöhen; außerdem ist aus Sicherheitsgründen eine galvanische Trennung erforderlich. Der Ersatz von Netzfrequenztransformatoren durch Hochfrequenztransformatoren führte zu dramatischen Fortschritten bei modernen Leistungswandlern in Bezug auf Gerätegröße, Gewicht und Kosten7. Unter allen DC-DC-Wandlern ist der DAB-Typ (Dual Active Bridge) aufgrund seiner vielen Vorteile überlegen: Er sorgt für einen bidirektionalen Leistungsfluss, indem er einfach den Phasenverschiebungswinkel zwischen der Spannung der beiden Brücken ändert; das symmetrische Layout vereinfacht die dynamische Modellierung; Zusätzlich zum Vorteil der Streuinduktivität des Transformators ist für jedes Leistungsgerät auch Nullspannungsschalten ohne zusätzliche Schaltung oder spezielle Steuerungstechnik möglich8,9. Die Leistung des DAB-Wandlers kann durch den Aufbau von Multiport-Konfigurationen und Modularitätstopologien erhöht werden, die als Zwischenstufe im Mittelspannungs-Leistungsumwandlungssystem verwendet werden können10.

Für diesen Wandlertyp gibt es viele Steuerungstechniken; Sie basieren auf einer Phasenverschiebungssteuerung. Die Single-Phase-Shift-Steuerung (SPS) ist aufgrund ihrer Einfachheit die am weitesten verbreitete Methode11,12. In beiden Brücken werden zwei Rechteckspannungen erzeugt, indem das Einschalten des kreuzgeschalteten Schalterpaars in jeder Brücke gesteuert wird. Zwischen diesen beiden Spannungen muss nur ein Phasenverschiebungswinkel eingestellt werden; Die Stärke und Richtung der Leistung kann über diesen Winkel gesteuert werden. Bei hoher Strombelastung des Leistungswandlers kommt es jedoch zu einer umgekehrten Zirkulationsleistung. Daher sind die Verluste des Leistungsgeräts und der magnetischen Komponenten hoch, was die Effizienz des Wandlers schwächt8. Es wurden viele Versuche unternommen, die Leistung dieser Technik zu steigern. In Ref. 13 wurde ein variables Tastverhältnis vorgeschlagen, indem der Phasenwinkelwert online entsprechend der Dynamik des Wandlers berechnet wird. Einige Studien konzentrierten sich auf die Vergrößerung des Soft-Switching-Bereichs14 oder die Verringerung der Blindleistung des Wandlers15. Die EPS-Steuerungstechnik (Extended-Phase-Shift) wurde in Ref. 16 entwickelt, um eine bessere Leistung zu erzielen. Es verwendet zwei Freiheitsgrade (dh inneren und äußeren Phasenwinkel); Eine Phasenverschiebung (der innere Phasenwinkel) steuert die Verschiebung in den Diagonalschaltern der Primärbrücke, während die andere wie bei der SPS-Technik wirkt, d. h. sie steuert die Phasenverschiebung zwischen den Kreuzschaltern der Primär- und Sekundärbrücke. Die EPS-Steuerungstechnik hat die Rückleistung drastisch verringert und die Strombelastung in DAB-Konvertern minimiert sowie den Regelbereich der Sendeleistung erweitert. Um jedoch die Stromrichtung zu ändern, müssen bei dieser Methode die Betriebszustände der beiden Brücken ausgetauscht werden. Um die Blindleistung zu eliminieren und den Wirkungsgrad des Wandlers zu erhöhen, wurde die Dual-Phase-Shift-Steuerungstechnik (DPS) eingeführt17. Diese Methode verwendet zwei Freiheitsgrade wie die EPS-Methode, unterscheidet sich jedoch geringfügig, da zusätzlich zur äußeren Phasenverschiebung der innere Phasenverschiebungswinkel in beiden Brücken und nicht nur in der Primärbrücke verwendet wird. In Lit. 18 wurden auch umfangreiche Forschungsarbeiten durchgeführt, um die DAB-Effizienz durch dreifache Phasenverschiebungssteuerung (TPS) zu steigern, wobei drei Freiheitsgrade verwendet werden. Andere Studien schlugen kombinierte und abstimmbare Phasenverschiebungen19 und einheitliche Techniken zur Phasenverschiebungssteuerung18 vor. Obwohl diese Methoden die Leistung des Wandlers steigern, führen sie jedoch auch zu einer komplexen Steuerung und mathematischen Analyse.

In diesem Artikel wird eine neue Phasenverschiebungsmodulationstechnik vorgestellt, die nur zwei Freiheitsgrade nutzt, die die Phasenverschiebung zwischen der Primär- und Sekundärspannung ermöglichen. Der erste und der zweite Phasenverschiebungswinkel liegen jeweils zwischen dem primären und dem sekundären Brückenzweig. Bei dieser Technik ist der maximale Spitzenstrom unabhängig von der Induktivität zwischen den beiden Brücken. In diesem Fall entspricht die Spitzenspannung durch die Induktivität der Primär- oder Sekundärspannung und nicht deren Summe, anders als bei früheren Techniken. Neben der Reduzierung des Spitzenstroms erweitert dieser Ansatz den Regelbereich der Sendeleistung und erhöht die Regelflexibilität. Die Wellenformen und Betriebsarten dieser neuen Methode werden hier vorgestellt. Es wurde eine vergleichende Analyse der vorhandenen Techniken durchgeführt. Es wurden sowohl Simulationen als auch experimentelle Tests durchgeführt, um die Wirksamkeit der vorgeschlagenen Technik zu überprüfen.

Abbildung 1a zeigt schematisch den Schaltplan eines bidirektionalen DC/DC-Wandlers, der aus zwei Brücken besteht, einer primären und einer sekundären. Die Brücken sind mit dem Hochfrequenztransformator im Verhältnis n:1 und einer Hilfsinduktivität mit der Induktivität Ls verbunden. Die erste Brücke hat zwei Zweige, von denen jeder zwei Schalter hat (S1 und S3 für Zweig 1 und S2 und S4 für Zweig 2). Die sekundäre Brücke stellt die gleiche Kombination aus vier Schaltern dar (in diesem Fall mit S5–S8 gekennzeichnet). Die Primärbrücke wandelt die DC-Eingangsspannung (V1) durch Steuerung der Schalter S1–S4 in eine hochfrequente quadratische Wechselspannung (AC) um; Die Sekundärbrücke wandelt diese hochfrequente quadratische Wechselspannung durch Steuerung der Schalter S5–S8 in eine Ausgangsgleichspannung (V2) um. Der Leistungsfluss von der Primär- zur Sekundärbrücke kann durch die Phasenverschiebung zwischen den beiden AC-Rechteckspannungen gesteuert werden. Abbildung 2b zeigt das Ersatzschaltbild des DAB-Konverters. Wenn davon ausgegangen wird, dass die Magnetisierungsinduktivität des Transformators größer ist als die Streuinduktivität, kann von einem offenen Stromkreis ausgegangen werden. Somit kann der DAB-Wandler einfach durch zwei quadratische Wechselspannungen (Vh1 und Vh2) dargestellt werden, die über die Induktivität L (die Summe aus Ls und der Streuinduktivität des Transformators) verbunden sind. Die Richtung und Größe des Leistungsflusses werden durch Anpassen der Phasenverschiebung zwischen Vh1 und Vh2 gesteuert; Ts ist die halbe Schaltperiode. In dieser Studie wurde der Leistungsfluss von V1 nach V2 betrachtet, um die Hauptoperationen der vorgeschlagenen Technik zu analysieren.

Duale aktive Brücke (a) Schaltplan. (b) Das Ersatzschaltbild.

Die Wellenform der vorgeschlagenen Phasenverschiebungssteuerung des DAB-Konverters.

Abbildung 1a zeigt das Schaltbild des DAB-Konverters. Bei der vorgeschlagenen Technik wird ein Phasenverschiebungswinkel (D1Ts) zwischen S1 und S4 vorgenommen. Auf der Primärseite Vh1 des Wandlers wird eine dreistufige Spannung synthetisiert, im Gegensatz zu der herkömmlichen zweistufigen Spannung, die bei der herkömmlichen SPS-Steuerungstechnik verwendet wird. Diese dreistufige Spannung trägt zur Reduzierung der Rückwärtsleistung auf V1 bei. Ein weiterer Phasenverschiebungswinkel (D2Ts) erfolgt in der zweiten Brücke zwischen S5 und S6; Dieser steuert die im Wandler übertragene Leistungsmenge, indem er eine wesentliche Phasenverschiebung zwischen den Rechteckspannungen der beiden Brücken erzeugt. Die Änderung der D2-Phasenverschiebung erweitert den Regelbereich der Sendeleistung und erhöht so die Regelflexibilität. Daher ist D1 das Phasenverschiebungsverhältnis zwischen den Treiber-Gate-Signalen S1 und S4 in der Primärbrücke und \(0\le {D}_{1}\le 1\), während D2 das Verhältnis zwischen den Treiber-Gate-Signalen ist S5 und S6 in der Sekundärbrücke und \(0\le {D}_{2}\le 1\).

Um die Analyse des bidirektionalen DAB-Konverters zu vereinfachen, wurde das Gerät unter stationären Bedingungen betrachtet. Der Wandler kann wie folgt modelliert werden (Abb. 1b): Der Wert der sekundären Brückenspannung wird auf den primären Wert bezogen. Und \({\mathrm{V}}_{1}={\mathrm{knV}}_{2}\) und \({\mathrm{V}}_{1}>{\mathrm{nV}} _{2}\), wobei k das Spannungsverhältnis und n das Windungsverhältnis des Transformators ist. Um die Leistungsanalyse des vorgeschlagenen Konverters zu vereinfachen, werden die folgenden Annahmen getroffen.

Alle Leistungsgeräte sind ideal. Der Einschaltwiderstand und die parasitären Kapazitäten der Leistungsschalter werden ignoriert und die Durchlassspannungsabfälle der Dioden werden vernachlässigt.

Die Streuinduktivitäten des Koppeltransformators sind viel kleiner als die Hauptinduktivitäten und werden daher vernachlässigt.

Wie in Abb. 2 dargestellt, kann der Schaltzyklus des Wandlers wie folgt in 6 Betriebsmodi unterteilt werden:

Modus 1 (t0 − t1)

Wie in Abb. 3a dargestellt, verläuft der Induktorstrom \({\mathrm{i}}_{\mathrm{L}}\) in negativer Richtung. Bei t0 werden S1 und S2 in der Primärbrücke eingeschaltet, und S5 und S7 werden in der Sekundärbrücke eingeschaltet. Je nach Stromrichtung fließt der Strom durch S2 und D1 in der Primärbrücke und durch S5 und D7 in der Sekundärbrücke. Vh1 und Vh2 sind in diesem Moment Null; somit wird die Spannung durch L Null und ein konstanter Strom fließt durch die Induktivität bei \({\mathrm{i}}_{\mathrm{L}}={\mathrm{i}}_{\mathrm{L}0 }\).

Modus 2 (t1 − t2)

Die Betriebsmodi des DAB-Konverters.

Abbildung 3b zeigt das Ersatzschaltbild von Modus 2. Der Strom ist immer noch in negativer Richtung. S1, S4, S5 und S7 sind eingeschaltet. Je nach Stromrichtung fließt der Strom durch D1 und D4 in der Primärbrücke und durch S5 und D7 in der Sekundärbrücke. Vh1 wird auf V1 geklemmt, während Vh2 noch Null ist; Daher wird die Spannung durch L auf V1 begrenzt. In diesem Modus nimmt der Strom linear ab und kann wie folgt ausgedrückt werden:

Modus 3 (t2 − t3)

Abbildung 3c zeigt das Ersatzschaltbild von Modus 3. Die Strompolarität ändert sich von negativ nach positiv. In diesem Modus sind S1 und S4 weiterhin eingeschaltet und S5 und S6 sind eingeschaltet. Je nach Stromrichtung fließt der Strom durch S1 und S4 in der Primärbrücke und durch D5 und D6 in der Sekundärbrücke. Vh1 liegt immer noch auf V1, während Vh2 auf nV2 begrenzt ist. Daher wird die Spannung durch L auf \({\mathrm{V}}_{1}-{\mathrm{nV}}_{2}\) begrenzt. Der Strom in diesem Modus steigt linear an und kann ausgedrückt werden als:

Modus 4 (t3–t4)

Abbildung 3d zeigt das Ersatzschaltbild von Modus 4. Wie aus den Wellenformen in Abbildung 2 hervorgeht, ähnelt Modus 4 Modus 1; \({\mathrm{i}}_{\mathrm{L}}\) ist in positiver Richtung. Bei t3 werden S3 und S4 eingeschaltet, während S8 und S6 eingeschaltet werden. Je nach Stromrichtung fließt der Strom durch S4 und D3 in der Primärbrücke und durch S8 und D6 in der Sekundärbrücke. Da Vh1 und Vh2 Null sind, wird die Spannung durch L Null und der Strom wird auf \({\mathrm{i}}_{\mathrm{L}}={\mathrm{i}}_{\mathrm{L) festgelegt }3}\).

Modus 5 (t4 − t5)

Abbildung 3e zeigt das Ersatzschaltbild von Modus 5. Der Strom ist immer noch in positiver Richtung. S2 und S3 sind eingeschaltet, während die Schalter S6 und S8 eingeschaltet sind. Je nach Stromrichtung fließt der Strom durch D2 und D3 in der Primärbrücke und durch S8 und D6 in der Sekundärbrücke. Vh1 wird auf − V1 geklemmt, während Vh2 immer noch Null ist; somit wird die Spannung durch L auf − V1 begrenzt. Der Strom nimmt linear ab und kann ausgedrückt werden als:

Modus 6 (t5 - t6)

Abbildung 3f zeigt das Ersatzschaltbild von Modus 6. Die Strompolarität ändert sich von positiv nach negativ. S2 und S3 sind weiterhin eingeschaltet und die Schalter S7 und S8 sind eingeschaltet. Je nach Stromrichtung fließt der Strom durch S2 und S3 in der Primärbrücke und durch D7 und D8 in der Sekundärbrücke. Vh1 liegt immer noch bei − V1, während Vh2 auf − nV2 begrenzt ist. Daher wird die Spannung durch L auf \({-\mathrm{V}}_{1}+{\mathrm{nV}}_{2}\) begrenzt. Der Strom steigt linear an und kann ausgedrückt werden als:

Aus dem Ersatzschaltbild des DAB-Wandlers in Abb. 1b kann iL wie folgt abgeleitet werden:

und gemäß der Analyse in „Funktionsprinzipien der vorgeschlagenen Phasenverschiebungssteuerung“, wenn die Anfangszeit eines Schaltzyklus t0 = 0 ist. Dann gilt t1 = D1Ts, t2 = D2Ts und t3 = Ts für die positive Hälfte Zyklus der Eingangsspannung. Der durchschnittliche Induktorstrom im eingeschwungenen Zustand über eine Schaltperiode (2Ts) ist Null. Basierend auf den Wellenformen in Abb. 2 ist der Spitzeninduktorstrom gleich iL0 und kann ausgedrückt werden als:

wobei \({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}=1/2{\mathrm{T}}_{\mathrm{s}}\) die Schaltfrequenz und \(\mathrm{k }={\mathrm{V}}_{1}/{\mathrm{nV}}_{2}\) ist das Spannungsumwandlungsverhältnis. Wenn die Leistung von V1 nach V2 fließt, ist \(\mathrm{k}\ge 1\). Die aktuelle Belastung nach der vorgeschlagenen Methode beträgt

Die durchschnittliche Sendeleistung des DAB-Konverters unter der vorgeschlagenen Phasenverschiebungsmodulation kann wie folgt berechnet werden:

Im Vergleich zur herkömmlichen SPS-Steuerungsmethode wird die aktuelle Belastung des DAB-Konverters ausgedrückt als

Der Einfachheit halber sind die Gl. (8) und (9) werden als einheitlicher aktueller Belastungsfaktor wie folgt definiert:

Wo

Abbildung 4 veranschaulicht den Zusammenhang zwischen Strombelastung und Spannungswandlungsverhältnis. Die Strombelastung steigt mit dem Spannungsverhältnis; Allerdings ist der aktuelle Belastungsfaktor für die vorgeschlagene Steuerungstechnik für verschiedene Nennleistungen (250, 500 und 1000 W) geringer als der für die herkömmliche SPS-Steuerungsmethode.

Der aktuelle Belastungsfaktor mit dem Spannungsumwandlungsverhältnis für unterschiedliche Nennleistungen.

Bei der herkömmlichen SPS-Steuerungsmethode hängt die maximale Strombelastung jedoch hauptsächlich von der Streuinduktivität ab. Bei SPS ist der Entwurfsprozess eine Herausforderung, da es sich um einen Kompromiss zwischen den Ls- und fs-Werten handelt. Ein kleinerer Ls erhöht den Spitzenstrom, während ein größerer Ls die maximale Ausgangsleistung im Wandler verringert. Darüber hinaus nimmt bei einem definierten Ls-Wert die maximale Stromamplitude mit zunehmender Schaltfrequenz ab; Die Erhöhung der Schaltfrequenz kann durch die Eigenschaften des Silizium-Leistungsbauelements begrenzt werden. Daher sollte der DAB-Konverter sorgfältig konstruiert werden, um unter sicheren Betriebsbedingungen zu funktionieren. Bei der vorgeschlagenen Technik ist die Phasenverschiebung zwischen der Primär- und Sekundärspannung unabhängig von der Streuinduktivität. Somit ist der Designprozess viel einfacher als bei der SPS-Steuerungsmethode. Abbildung 5 vergleicht die Beziehung zwischen maximaler Stromspitze und Streuinduktivität für die beiden Techniken; Im Gegensatz zur herkömmlichen Methode ist die Stromspitze bei der vorgeschlagenen Technik eindeutig unabhängig vom Induktivitätswert.

Die maximale Stromspitze variiert mit der Induktivität (a) Schaltfrequenz 10 kHz (b) Schaltfrequenz 20 kHz.

Um die Leistung der vorgeschlagenen Steuerungsmethode zu überprüfen, wurde ein DAB-Konvertermodell erstellt (Tabelle 1). Abbildung 6 zeigt die Leistungsregulierungskapazität des DAB-Wandlers unter der vorgeschlagenen Steuerungstechnik; Der Konverter kann im Vergleich zur herkömmlichen SPS-Steuerungstechnik einen größeren Bereich der Sendeleistung regeln. Die Ausgangsleistung kann einfach quantifiziert werden, indem der entsprechende Wert des Steuertastverhältnisses D1 oder D2 geändert wird. Mit anderen Worten: Durch unterschiedliche Kombinationen von D1 und D2 kann die gleiche Sendeleistung erzielt werden, was die Regulierungsflexibilität erhöht. Der maximale Wert der Sendeleistung kann erreicht werden, wenn D2 = 0,5; Der D1-Bereich liegt zwischen 0 und 0,5 und D2 > D1.

Die Sendeleistung variierte mit D1 und D2.

Abbildung 7 vergleicht die Beziehung von Vh1 und Vh2 mit iL sowohl beim herkömmlichen SPS als auch bei den vorgeschlagenen Steuerungsmethoden bei gleicher Leistung. Vh2 hinkt Vh1 hinterher, was darauf hinweist, dass der Strom von der Primärseite zur Sekundärseite fließt. Außerdem ist die Vh1-Amplitude höher als die Vh2, was auf einen Betrieb im Abwärtsmodus schließen lässt (k > 1). Die maximale Stromspitze ist bei der vorgeschlagenen Methode niedriger als bei der herkömmlichen SPS-Steuerungstechnik, obwohl beide Ansätze die gleiche Leistung übertragen. Der Vorteil der Reduzierung der Strombelastung besteht in der Verringerung der Verluste im Wandler und der Nennleistung des Leistungsgeräts.

Strom mit Spannungswellenformen (a) vorgeschlagene Methode (Pout = 800 W, D1 = 0,1, D2 = 0,7) (b) herkömmliche SPS (Pout = 800 W, D = 0,9).

Abbildung 8 zeigt den Wandlereingangsstrom für beide Methoden bei gleicher Sendeleistung. Die Rückleistung bei der herkömmlichen SPS-Steuerungstechnik ist höher als bei der vorgeschlagenen Methode. Eine Verringerung der Rückleistung kann dazu beitragen, die Stromzirkulationsströme zwischen den Brücken zu verringern.

Der Eingangsstrom des DAB-Wandlers Pout = 800 W. (a) SPS-Steuerung (b) vorgeschlagene Steuerung.

Um die Wirksamkeit der vorgeschlagenen Technik zu überprüfen, wurde das System bei verschiedenen Spannungsverhältnissen unter 1 getestet. Abbildung 9 vergleicht die vorgeschlagene Methode mit der herkömmlichen SPS-Steuerungstechnik für k = 0,55 und zeigt deutlich eine viel geringere Strombelastung mit der neuen Methode. Der Wandler befindet sich in diesem Test im Boost-Zustand, wobei Vh2 größer als Vh1 ist und die Leistungsflussrichtung von Vh1 nach Vh2 verläuft.

Strom mit Spannungswellenformen (a) vorgeschlagene Methode (Pout = 2000 W, D1 = 0,1, D2 = 0,7) (b) herkömmliche SPS (Pout = 2000 W, D = 0,9).

Abbildung 10 zeigt den Wandlereingangsstrom, dessen negativer Wert proportional zur Menge der Rückleistung im Gerät ist. Bei der vorgeschlagenen Technik ist auch die Rückleistung geringer als bei der SPS-Steuerungsmethode.

Der Eingangsstrom des DAB-Wandlers Pout = 2000 W. (a) SPS-Steuerung (b) vorgeschlagene Steuerung.

Zur Bestätigung der Simulationsergebnisse wurden experimentelle Tests durchgeführt. Zur Entwicklung der Ausgangsspannungen und -ströme wurde ein Prototyp eines DAB-Wandlers (1,6 KW) gebaut. Hardware und Parameter der vorgeschlagenen Topologie sind in Tabelle 1 dargestellt. Für die erste Brücke wird der IGBT (FGH40N60SFD) mit einer Nennspannung von 600 V und einem Nennstrom von 40 A verwendet, und für die erste Brücke wird ein IGBT (IRFP26N60LPBF) mit einer Nennspannung von 600 V und einem Nennstrom von 26 A verwendet Für die zweite Brücke wird ein DSpace DS 1103-Controller verwendet, der die Gating-Signale erzeugt. Ein Foto des Versuchsaufbaus ist in Abb. 11 dargestellt. Abbildung 12 zeigt die Versuchsergebnisse, wobei Spannung und Strom der vorgeschlagenen Methode in Abb. 12a, Spannung und Strom der herkömmlichen Methode in Abb. 12b dargestellt sind. Die Spannungswellenform für den Hochsetzfall im vorgeschlagenen Verfahren ist in Abb. 12c dargestellt. Die Spannungswellenform für den Hochsetzfall im herkömmlichen Verfahren ist in Abb. 12d dargestellt, und die Phasenverschiebungswinkel zwischen den beiden Brücken sind dargestellt. Beine ist in Abb. 12e dargestellt. Die Ergebnisse bestätigen die Richtigkeit der übermittelten Analysewellenform. Anschließend zeigen sowohl Simulations- als auch experimentelle Ergebnisse die Vielseitigkeit und Flexibilität der vorgeschlagenen Steuerungsmethode für den DAB-Konverter.

Experimentelles Prototypsystem.

Experimentelle Ergebnisse für den Strom mit Spannungswellenformen (a) vorgeschlagene Methode (Pout = 800 W, D1 = 0,1, D2 = 0,7) (b) herkömmliche SPS (Pout = 800 W, D = 0,9).

Vergleiche der Steuerungstechniken für DAB-DC/DC-Wandler sind in Tabelle 2 dargestellt. Die Schaltfrequenz wird stark angepasst, da die Steuerungstechniken in Ref. 13,16 auf SPS, EPS bzw. TPs basieren. Es kommt zu einem erhöhten Leitungsverlust, da die Betriebsmodi in Ref. 13, 16, 18 insgesamt nicht ideal sind. Es ist möglich, die ZVS-Leistung in Ref. 13,18 mit Hilfe der Hilfskomponente oder der Magnetisierungsinduktivität des Transformators zu erreichen, was auch zu erhöhten Leitungsverlusten führt. Das Design ist komplizierter und für ein breites Umwandlungsverhältnis weniger anpassbar, da die Modulationsstrategie in Ref. 13 von der Offline-Berechnung abhängt. Die vorgeschlagene Steuerungsmethode ist in der Lage, ZVS allein und ohne den Einsatz von Hilfsteilen zu erreichen. Ohne den Einsatz einer Offline-Berechnung wird das Modulationsverfahren in Echtzeit implementiert. Dadurch ist die Entwicklung und Umsetzung des Kontrollansatzes einfacher.

In diesem Artikel wird eine neue Phasenverschiebungsmodulationstechnik für den DAB-Konverter vorgeschlagen. Die neue Technik nutzt nur zwei Freiheitsgrade, die die Phasenverschiebung zwischen Primär- und Sekundärspannung ermöglichen. Die Wellenformen und Betriebsarten dieser neuen Methode werden hier vorgestellt. Es wurde eine vergleichende Analyse der vorhandenen Techniken durchgeführt. Es wurden sowohl Simulationen als auch experimentelle Tests durchgeführt, um die Wirksamkeit der vorgeschlagenen Technik zu überprüfen. Aus den Ergebnissen geht hervor, dass der Spitzenstrom im Vergleich zur herkömmlichen Phasenverschiebungsmodulationstechnik um 50 % reduziert wird. Der inverse Betrieb des Konverters ist einfach zu bedienen, zusätzlich zu der Flexibilität der Übertragungsleistung durch das System.

Die während der aktuellen Studie generierten und/oder analysierten Datensätze sind auf begründete Anfrage beim entsprechenden Autor erhältlich.

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Ahmed Rashwan

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Ahmed IM Ali

Ryukyus-Universität, Okinawa, Japan

Tomonobu Senjyu

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AR und AA haben den Haupttext des Manuskripts verfasst und die Simulation und experimentelle Arbeit überprüft, während TS die Sprache und die Beiträge überarbeitet hat. Alle Autoren haben das Manuskript überprüft.

Korrespondenz mit Ahmed Rashwan.

Die Autoren geben an, dass keine Interessenkonflikte bestehen.

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Nachdrucke und Genehmigungen

Rashwan, A., Ali, AIM & Senjyu, T. Stromspannungsminimierung für isolierte Dual-Active-Bridge-DC-DC-Wandler. Sci Rep 12, 16980 (2022). https://doi.org/10.1038/s41598-022-21359-1

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Eingegangen: 25. Juli 2022

Angenommen: 26. September 2022

Veröffentlicht: 10. Oktober 2022

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-022-21359-1

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