Maßgeschneiderte Sicherheit für die Audiofrequenzleistung

Hinweis: Dieser technische Tipp setzt eine grundlegende Vertrautheit mit der Einspeisung von Audiofrequenzwelligkeit in die elektrische Eingangsleistung von Geräten gemäß Standards wie MIL-STD-461 CS01/CS101, RTCA/DO-160 Abschnitt 18 und ISO 11452-10 voraus ( vorangestellt durch SAE J 1113/2) (Referenzen 1-8).

Dieser technische Tipp stellt sicherere Möglichkeiten zur Durchführung von Audiofrequenz-Empfindlichkeitstests vor als den in den Referenzen 1–8 beschriebenen Standardansatz. „Sicherer“ bedeutet hier, die Wahrscheinlichkeit einer versehentlichen Beschädigung des Testartikels zu verringern, entweder durch übermäßiges Testen oder durch Instabilität des internen Schaltnetzteils des Testartikels oder durch Hervorrufen einer Abschaltung des Audioverstärkers, was zu einer möglichen Instabilität des Testartikels führen kann Testartikel internes Schaltnetzteil.

Dies sind immer wichtige Überlegungen, vor allem aber dann, wenn es sich bei dem Testartikel um ein Einzelstück handelt, dessen Lieferung auf dem kritischen Pfad des Programmplans liegt. Schließlich ist das Stabilitätsproblem am deutlichsten, wenn das Testobjekt über einen DC-Bus betrieben wird, da DC/DC-Wandler tendenziell viel kleinere Überbrückungskondensatoren an der Vorderseite haben, als wenn die Kappe, die die Überbrückungsfunktion übernimmt, auch die Welligkeit glätten muss von einem 50/60/400-Hz-Wechselstrombus.

Ein Paradebeispiel für eine empfindliche Last, die von einem Gleichstrombus abläuft, ist Ausrüstung, die in Raumfahrzeugen und Trägerraketen verwendet wird. Darüber hinaus kann es sich dabei um Unikate handeln, bei denen die tatsächliche Flugeinheit EMI-qualifiziert ist.

Die Referenzen 1–8 enthalten ähnliche Grenzwerte und Testmethoden. Die Grenzwerte und Testmethoden für die audioleitungsgebundene Anfälligkeit von Raumfahrzeugen basieren auf verschiedenen Ausgaben von MIL-STD-461/-462, Referenzen 1–5 (nämlich AIAA S-121, Referenz 9). Wie in Referenz 9 zu finden ist, sind die Grenzwerte für die Anfälligkeit der meisten Raumfahrzeugaudioleitungen aus den in Referenz 10 beschriebenen Gründen viel niedriger als die Grenzwerte in den Referenzen 3 bis 5.

Ein weiterer Unterschied zwischen den Referenzen 1–5 und Derivaten von Raumfahrzeugen besteht darin, dass die Derivate von Raumfahrzeugen dazu neigen, eine Leistungsgrenze basierend auf der Gleichspannungsgrenze zu berechnen, während MIL-STD-461 CS01/CS101 die Leistung aus der höheren Welligkeitsgrenze für höheres Potenzial (Wechselstrom) verwendet ) Busse. Dies führt zum Einsatz von Verstärkern mit einer Leistung von mindestens 100 W, oft auch 300 W oder mehr. Darüber hinaus haben viele solcher Verstärker recht niedrige Ausgangsimpedanzen, sodass sie viel mehr als die vorkalibrierte Leistung liefern können, wenn die Eingangsimpedanz des Prüflings unter 0,5 Ω fällt. Aus Sicherheitsgründen wird empfohlen, nicht mehr Strom als unbedingt erforderlich zu verwenden und eine Ausgangsimpedanz von etwa 2 Ω zu haben (die sich an den Wicklungen des Koppeltransformators in 0,5 Ω umwandelt).

Solar Electronics lieferte früher Audio-Leistungsoszillatoren und Verstärker mit einer Ausgangsimpedanz von 2,4 Ω, verkauft jedoch keine Audioquellen oder Verstärker mehr. Bei Verwendung eines Verstärkers mit (normalerweise) niedrigerer Ausgangsimpedanz kann ein zusätzlicher Widerstand in Reihe zwischen dem Verstärkerausgang und dem Eingang zur Primärseite des Kopplungstransformators hinzugefügt werden. Dies schützt den Prüfling vor übermäßigem Eingangswelligkeitsstrom, schützt aber auch den Verstärker selbst vor einem Kurzschluss, der zum Auslösen der Schutzschaltung führen könnte. Wenn ein Verstärker abschaltet, um sich selbst zu schützen, kann dies tatsächlich zu Schäden am Prüfgegenstand führen, denn wenn die Primärseite des Kopplungstransformators offen ist, sieht die Sekundärseite wie eine 1-Millihenry-Induktivität aus, die in Reihe zwischen der Stromquelle und dem Prüfgegenstand geschaltet ist (Referenz 1, Seite 33-34). Wenn der Prüfling vor seinem DC/DC-Wandler keine ausreichende kapazitive Entkopplung aufweist, kann er instabil werden und zu viel Schaltstrom durch die Sekundärseite des Kopplungstransformators ziehen. Dies hat zu Schäden an der Stromversorgung der (Weltraum-)Flughardware geführt.

Ein zusätzlicher Vorteil eines Reihenausgangswiderstands an einem Verstärker mit niedriger Ausgangsimpedanz besteht darin, diesen Verstärker vor reflektierter Wechselstromwelligkeit zu schützen, wenn der Prüfling über einen Wechselstrom-Strombus (50/60/400 Zyklen) mit Strom versorgt wird. Wenn der hinzugefügte Widerstand im Verhältnis zur tatsächlichen Ausgangsimpedanz des Verstärkers groß ist, fällt der Großteil der reflektierten Wechselstromwelligkeit über den hinzugefügten Widerstand und nicht über den Verstärkerausgang selbst.

In diesem Techniktipp werden zwei Ansätze zum Schutz vor solchen Problemen untersucht. Bei der einen Technik wird ein Verstärker mit geringer Leistung anstelle eines Hochleistungsverstärkers verwendet, und bei der anderen Technik wird ein Dämpfungsglied zwischen dem Ausgang eines Hochleistungsverstärkers und der Primärseite des Kopplungstransformators eingefügt. Das Dämpfungsglied verhindert zu viel Leistung im Falle eines Bedienungsfehlers, legt aber auch einen effektiven Widerstand von 2 Ω über die Primärwicklung des Transformators, selbst wenn der Verstärker geöffnet wird, so dass zwischen ihm und dem Prüfling nie mehr als 0,5 Ω eingefügt werden der Stromquelle aufgrund des Koppeltransformators.

Dieser Ansatz ist auf den Fall eines Raumfahrzeugs beschränkt, bei dem die Welligkeitsgrenze im Vergleich zu den in den Referenzen 2–5 gefundenen historischen Grenzwerten sehr niedrig ist. Beachten Sie, dass Referenz 9, die eine Anpassung von MIL-STD-461 für EMI-Tests auf Geräteebene darstellt, bereits einen niedrigen Grenzwert von 1 Vrms hat.

Abbildung 1 zeigt einen Siglent SPA1010 10 W DC – 1 MHz-Verstärker in einer CS01/CS101-Vorkalibrierungsmessung (siehe Hinweis 11). Dieser Verstärker hat eine Eingangsimpedanz von 15 kΩ und eine sehr niedrige Ausgangsimpedanz (angegeben unter 2 Ω, tatsächlich aber eher bei 10 mΩ gemessen). Der SPA1010-Verstärker ist sowohl gegen thermische Überlastung als auch gegen Eingangs-/Ausgangsüberlastung geschützt und war anfangs recht empfindlich. Wenn es sich zum Selbstschutz abschaltet, stellt dies eine Gefahr für den Testgegenstand dar. Abbildung 2 zeigt, wie thermische Probleme und Überlastungsprobleme erfolgreich behoben wurden, wobei der Verstärker stundenlang mit voller Leistung (d. h. 1 Vrms an einer 0,5-Ω-Last, nicht voller Verstärkerleistung) arbeiten kann. Dies entspricht 40 % der gesamten Nennleistung des Verstärkers von 10 W.

Abbildung 1: Ursprünglicher Messaufbau zur Kalibrierung des maßgeschneiderten CS101-Leistungsgrenzwerts mit SPA1010

Abbildung 2: Endgültiger Messaufbau zur Kalibrierung des maßgeschneiderten CS101-Leistungsgrenzwerts mit SPA1010

Wenn wir Abbildung 2 mit Abbildung 1 vergleichen, sehen wir Bleigewichte am Verstärker und 2 Ω (jeweils 2 Leistungswiderstände mit 1 Ω und 10 W – Vorwiderstände sind in Abbildung 3 besser sichtbar), die in Reihe zwischen dem Verstärkerausgang und dem primärseitigen Eingang angeordnet sind des Koppeltransformators Solar Electronics 6220-1. Die Bleigewichte drückten den Verstärker nicht nur gegen die Kupfergrundplatte und sorgten auf diese Weise für eine Wärmeableitung, sondern fügten auch selbst thermische Masse hinzu und fühlten sich nach mehreren Stunden Volllastbetrieb (CS101) leicht warm an (siehe Anmerkung 12). Die 2 Ω in Reihe zwischen Verstärker und Kopplungstransformator stellen sicher, dass der Verstärker eine Last von mindestens 2 Ω erfährt, selbst wenn am Sekundärausgang des Transformators ein Kurzschluss auftritt. Der Verstärker kann den ganzen Tag über mit 2 Ω und dem maßgeschneiderten Grenzpegel von 1 Vrms betrieben werden.

Abbildung 3 zeigt eine Lösung, um sicherzustellen, dass beim Abschalten des Verstärkers kein Millihenry in Reihe zwischen der Gleichstromquelle und dem Stromeingang des Prüflings eingefügt wird. Der Ausgang des Verstärkers wird durch einen Widerstandswert überbrückt, der hoch genug ist, um den Verstärker nicht zu belasten, aber niedrig genug, um die sekundärseitige Induktivität ausreichend kurzzuschließen, wenn sie an den Transformatorwicklungen reflektiert wird. Hierzu wurde ein 10 Ω, 3 W Widerstand gewählt. Rückblickend auf die Sekundärseite beträgt die Impedanz 2 Ω in Reihe mit 10 Ω, die vom Verstärkerausgang parallel geschaltet und um das Quadrat des Windungsverhältnisses reduziert werden. Wenn der Verstärker nicht im Bild ist, liegen an der Primärwicklung 12 Ω an, was sich als 3 Ω widerspiegelt. Dieser sollte niedrig genug sein, um keine Instabilität des Testartikels zu verursachen.

Abbildung 3: Widerstandsnetzwerk zwischen Verstärker und Koppeltransformator

Abbildung 4 zeigt den Nachweis, dass eine Last, die über den Solar 6220-1-Kopplungstransformator mit Strom versorgt wird, wobei der Verstärker von der Primärseite getrennt ist, eine Serienimpedanz von weniger als 3 Ω aufweist. Das Milliohmmeter HP 4328A ist ideal für diese Messung, da sein Ausgangspotential 1 kHz Wechselstrom beträgt und nicht das typischere Gleichstrompotential von Ohmmetern und Milliohmmetern. Ein Gleichstrom-Milliohmmeter kann nur den Widerstand der Sekundärwicklung des Transformators ablesen. Der gemessene Wert von knapp 2,5 Ω ist auf den Nebenschlusseffekt der Sekundärwicklungsinduktivität parallel zu den reflektierten 3 Ω von der Primärseite zurückzuführen.

Abbildung 4: Überprüfung des ordnungsgemäßen Nebenschlusseffekts durch einen 10-Ω-Widerstand am SPA1010-Ausgang

Abbildung 5 zeigt einen typischen Aufbau gemäß den Referenzen 1–3 und 6–9, der 50/80 W bei einer Last von 0,5 Ω ableiten kann, wobei zwischen dem Verstärker und dem Kopplungstransformator ein Dämpfungsglied hinzugefügt wird.

Abbildung 5: Einstellung der Audiofrequenzanfälligkeit unter Verwendung eines Dämpfungsglieds mit niedrigem Widerstand

Der Dämpfer wurde für diese spezielle Anwendung entwickelt. Beim Entwurf wurden mehrere Zwecke berücksichtigt:

Dämpfen Sie die hohe Ausgangsleistung, damit ein Fehler nicht wesentlich mehr Wellen in den Testartikel einfügt als gewünscht.

Sorgen Sie für eine gut funktionierende Last für den Verstärker, unabhängig von der Impedanz des Testobjekts, damit es nicht zu störenden Auslösungen kommt und das Testobjekt keine hohe Impedanz aufweist, die sich über die Transformatorwicklungen widerspiegelt. Und

Sorgen Sie für eine niedrige und nahezu konstante Sekundärimpedanz des Transformators, wie im Testartikel dargestellt.

Wenn die Grenze so ist, wie sie in den Referenzen 3–8 zu finden ist, die maximale Ausgangsleistung des Verstärkers jedoch weit über 80 W liegt, kann die Dämpfung auf diesem Verhältnis basieren. Für diesen technischen Tipp liegt der Grenzwert gemäß Referenz 9 (1 Vrms) und der Verstärker ist in der Lage, 100 W an eine 2-Ω-Last zu liefern. Basierend auf diesem und den oben genannten Überlegungen wurde der Dämpfer so konzipiert, dass er 2 Ω am Eingang und Ausgang symmetrisch anpasst und eine nominale Dämpfung von 9 dB bietet. (Details zum Dämpfungsdesign finden Sie in der Seitenleiste dieses Artikels.)

Der Beweis für den Pudding ist eine Wiederholung der vorherigen Messungen, die mit dem Milliohmmeter HP 4328A mit einem 1-kHz-Wechselstromquellensignal durchgeführt wurden. Die Impedanz, die in die Sekundärseite des Kopplungstransformators blickt, wurde als Funktion des Widerstands am Eingang des Dämpfungsglieds gemessen, das mit der Primärseite des Kopplungstransformators verbunden ist. Der Eingang des Dämpfungsglieds wurde nacheinander geöffnet (als ob der Verstärker nicht angeschlossen, nicht mit Strom versorgt oder ausgeschaltet wäre), mit einem passenden 2-Ω-Anschluss verbunden (wodurch der aktive Ausgangswiderstand des Verstärkers simuliert würde) und dann kurzgeschlossen.

Tabelle 1 macht deutlich, dass das Dämpfungsglied die Funktion hat, Impedanzfehlanpassungen viel näher an eine Impedanzanpassung zu erinnern, wie dies auch bei jedem Dämpfungsglied der Fall ist, das ordnungsgemäß an die Quell- und Lastimpedanzen angepasst ist.

Mit dem Dämpfungsglied konnte nur ein 1-Vrms-Pegel über 0,5 Ω durch den Koppeltransformator bis knapp über 100 kHz erreicht werden. Bei 150 kHz konnten nur 875 mV erreicht werden, was 1,2 dB zu niedrig ist. Dies ist ein Artefakt der Verwendung dieses speziellen Verstärkers, aber auch der Dämpfungsleistung (detailliert in der Seitenleiste). Wäre die Dämpfungsleistung vollkommen flach gewesen, hätte der 1-Vrms-Pegel bis 150 kHz erreicht werden können. Allerdings verfügen dieser Verstärker und der Kopplungstransformator über einen Hochfrequenzabfall, so dass der maximale ungedämpfte 150-kHz-Ausgang über 0,5 Ω durch den Kopplungstransformator etwa 5 dB unter der Nennleistung von 1 kHz und 100 W liegt. Bei einem Verstärker mit höherer Leistung und/oder flacherer Leistung wäre dieser Zustand nicht aufgetreten.

Die Einspeisung von Audiofrequenzwelligkeiten in Stromleitungen erfordert einen direkten Anschluss an diese Stromleitungen und die Einfügung einer beträchtlichen Reihenimpedanz in Form einer Transformatorsekundärseite. Darüber hinaus können üblicherweise verfügbare Testgeräte viel höhere Welligkeitswerte erzeugen, als in vielen Anwendungen erforderlich sind. Beide Bedingungen können zu Schäden an der zu qualifizierenden Ausrüstung führen. Wenn diese Ausrüstung aufgrund der Kosten und/oder der Auswirkungen des Schadens auf den Zeitplan von hohem Wert ist, sollte einer der beiden hier beschriebenen Ansätze in Betracht gezogen werden, um diese Programmrisikoquellen zu beseitigen.

Der Zweck des Dämpfers besteht darin:

Dämpfen Sie die hohe Ausgangsleistung, damit ein Prüfer- oder Softwarefehler nicht wesentlich mehr Wellen in den Prüfgegenstand einfügt als gewünscht.

Sorgen Sie für eine niedrige und nahezu konstante Sekundärimpedanz des Transformators, wie im Testartikel dargestellt.

Basierend auf diesen Bedenken, einem 100-W-Verstärker und einer 1-Vrms-Grenze an 0,5 Ω, wurde das Dämpfungsglied so konzipiert, dass es eine bidirektionale symmetrische Anpassung an 2 Ω bietet und so dämpft, dass es bei 50 W einen Ausgang von 2,5 V an 2 Ω liefern kann Ein Leistungsverstärker mit einer Ausgangsimpedanz von 2 Ω trieb ihn an (~12 dB). 9 dB wurden gewählt, um einen Headroom von 3 dB zu ermöglichen. Da der Verstärker tatsächlich für 100 W im Mittelband (1 kHz) ausgelegt war, wurde eine Sicherung eingebaut, um zu vermeiden, dass die Nennwerte der Dämpfungskomponenten für die höhere Leistung gewählt werden müssen.

Die einzige andere Designüberlegung besteht darin, ob eine symmetrische „π“- oder „T“-Konfiguration gewählt wird. Abbildung 6 zeigt π- und T-Schaltungskonfigurationen.

Abbildung 6: Mögliche Designtopologien für Dämpfungsglieder

Die Gleichungen, die die Widerstandswerte in Abbildung 6 im allgemeinen Fall definieren, sind:

∏-Schaltung: R1 = RC (1 – α2) / 2α, R2 = RC (1 + α)/(1 – α)T-Schaltung: R1 = RC (1 – α) / (1 + α), R2 = RC • 2a /(1 – a2)

RC = passende Impedanz (in unserem Audio-Fall 2 Ω), &α = gewünschte Dämpfung (in unserem Fall 2,5/7 = 9 dB)

Abbildung 7 zeigt eine „π“-Schaltungsrealisierung mit 4 Ω-Serienwiderstand und 2,5 Ω-Shunt-Widerständen. Abbildung 8 zeigt den Hochfrequenzabfall aufgrund der Verwendung von drahtgewickelten Hochleistungswiderständen. Dies hätte durch den Einsatz nichtinduktiver Widerstände vermieden werden können, allerdings wäre die Montage wesentlich komplexer geworden.

Abbildung 7: Innenkonstruktionsdetails der ∏-Konfigurations-Dämpfungsbaugruppe

Abbildung 8: π-Dämpfungsleistung (1,3 dB Hochfrequenzabfall aufgrund der Verwendung von drahtgewickelten Leistungswiderständen)

Es ist wichtig zu beachten, dass, wenn die Ausgangsimpedanz des Verstärkers viel niedriger als 2 Ω ist, entweder die Eingangsstufe des Dämpfungsglieds die Differenz berücksichtigen muss oder sie extern in Reihe zwischen Verstärkerausgang und Dämpfungseingang hinzugefügt werden muss. Wenn man bereit ist, ein Dämpfungsglied für einen bestimmten Verstärker zu entwickeln, könnte man natürlich den Ausgangswiderstand des Verstärkers anpassen und gleichzeitig den Ausgangswiderstand des Dämpfungsglieds auf 2 Ω anpassen. In diesem Fall müssten die Entwurfsgleichungen in dieser Seitenleiste entsprechend geändert werden.

Audiofrequenzdurchgeführte Empfindlichkeitstests

Ken Javor ist leitender Autor des In Compliance Magazine und seit über 40 Jahren in der EMV-Branche tätig. Javor ist Branchenvertreter in den Tri-Service-Arbeitsgruppen, die MIL-STD-464 und MIL-STD-461 pflegen. Er kann unter [email protected] erreicht werden.

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